Chapter 19
EMC とシールド — 漏れる経路を先に見つける
この章のゴール.
差動電流とコモンモード電流の放射の差を数式で理解すること。 シールド効果の 3 成分を分解でき、なぜスリット 1 本でシールドが台無しになるかを説明できること。 そして EMC 解析を「試験の前」に使うための現実的な進め方を知ること。
この章で使う既出の用語（定義は各リンク先）. FDTD（01 章 5 節）、シミュレーション（01 章 3 節）、モデル化誤差（01 章 4 節）、実測（01 章 3 節）、表面（01 章 5 節）、得意（02 章 4 節）、EMC（08 章 6 節）、広い帯域（09 章 1 節）、寸法（10 章 1 節）、メッシュ（13 章 7 節）、時間領域（16 章 6 節）、整合（17 章 4 節）、筐体（17 章 5 節）
1. なぜ EMC で電磁界解析なのか
EMC（電磁両立性）の試験は製品ができてから行う。落ちれば設計をやり直すことになり、 手戻りのコストが最大級になる。
| EMC 試験 | 中身 | 解析で予測できること |
|---|---|---|
| 放射エミッション | 製品から出る電波の強さ（30 MHz〜数 GHz） | どの構造が放射しているか、シールドで何 dB 下がるか |
| 伝導エミッション | 電源線・信号線に乗るノイズ（150 kHz〜30 MHz） | コモンモード電流の経路、フィルタの効果 |
| 放射イミュニティ | 外部から電波を当てて誤動作しないか | 筐体内部への侵入経路、内部の場の強さ |
| 静電気（ESD） | 放電に耐えるか | 放電電流の経路、誘導される電圧 |
EMC 解析の価値は「絶対値の予測」ではなく「経路の特定」にある.
試験で 3 dB 超過したときに、どこを直せばよいかを教えてくれるのが解析である。 絶対値を ±3 dB で当てるのは（モデル化誤差のため）難しいが、 「スリットを 1 本埋めれば 10 dB 下がる」という相対比較は十分な精度で出せる。 相対比較なら、モデル化誤差の多くが両方の解析でキャンセルするからである。
2. 放射の 2 つのモード — なぜコモンモードが主犯なのか
| モード | 電流の向き | 放射 |
|---|---|---|
| ディファレンシャルモード（DM） | 行きと帰りが逆向き | ループ面積 \(A\) に比例。打ち消し合うので小さい |
| コモンモード（CM） | すべて同じ向き（帰りは大地や別経路を通る） | 電流と線長に比例。打ち消しがないので大きい |
自由空間での放射電界の目安（距離 \(r\)）は
（\(f\) [Hz]、\(A\) [m²]、\(\ell\) [m]、\(I\) [A]、\(E\) [V/m]。）
数字で比較すると衝撃的である.
100 MHz、ケーブル長 1 m、距離 3 m で、 DM 電流 20 mA・ループ面積 10 cm² と CM 電流 わずか 20 µA が、同程度の放射を生む。
コモンモードは、桁で 3 つ小さい電流で同じだけ放射する。 「差動信号だから放射しない」は、完全に対称ならという条件付きの話であり、 実際にはわずかな非対称がコモンモードを生み、それが放射を支配する。
だから EMC 対策の中心は常に「コモンモード電流をいかに小さくするか」になり、 シミュレーションで見るべき量は \(S_{cd21}\)（モード変換、14 章）とケーブル上の CM 電流である。
3. シールド効果（SE）— 3 つの成分
シールドケースの効果は dB で表す:
理論的には 3 つの成分に分解できる（Schelkunoff）:
| 成分 | 意味 | 支配要因 |
|---|---|---|
| \(R\): 反射損 | 表面のインピーダンス不整合で跳ね返る | 導電率が高いほど大きい。低周波で支配的 |
| \(A\): 吸収損 | 材料中を通る間に減衰 | 厚さ / 表皮深さ。\(A[\text{dB}] = 8.69\,t/\delta\)。高周波で支配的 |
| \(B\): 多重反射補正 | 内部での反射の繰り返し。\(A\) が小さいとき負に効く | 薄いシールドで問題 |
吸収損の式が示す通り、厚さが表皮深さの数倍あれば吸収だけで十分である。 1 GHz の銅なら \(\delta = 2\) µm——10 µm の銅箔で \(A = 43\) dB になる。
つまり「材料の厚さ」はまず問題にならない。問題は必ず「穴」である。
4. 開口（スリット）— シールドを殺すもの
理想的な密閉箱なら 100 dB のシールドが得られるのに、実機では 20 dB しか出ない。原因は開口である。
長さ \(\ell\) のスリット 1 本によるシールド効果の目安:
| スリット長 \(\ell\) | \(SE\) |
|---|---|
| \(\lambda/100\) | 34 dB |
| \(\lambda/10\) | 14 dB |
| \(\lambda/2\) | 0 dB（全く遮蔽しない） |
決定的な事実: 効くのは「面積」ではなく「最も長い寸法」である.
1 mm × 100 mm の細長いスリットと、10 mm × 10 mm の正方形の穴は、 面積は同じ（100 mm²）だが、シールド効果は全く違う。 前者は 100 mm のスロットアンテナ（導体に開けた細長い穴そのものがアンテナとして放射する。穴が半波長のとき最もよく放射する）として働き、1.5 GHz で \(\lambda/2\) 共振して完全に漏れる。
だから対策は「長いスリットを短く分割する」ことになる:
- パネルの合わせ目に導電ガスケット（金属メッシュや導電ゴムの帯。押しつぶして隙間を電気的に埋める部品）を入れる
- ネジの間隔を詰める（ネジ間が実効的なスリット長になる）
- 通気口は長いスリットではなく小さな丸穴の集合（ハニカム）にする
同じ開口率でも、穴の形と大きさで数十 dB 変わる。
その他の漏れ経路も同じ原理で理解できる。
| 経路 | 中身 |
|---|---|
| ケーブル貫通 | 最大の漏れ経路。シールド内部のノイズがケーブルに乗って外へ運ばれる（アンテナになる） |
| コネクタ | シェルの接地が不完全だと漏れる |
| 表示窓・通気口 | 導電メッシュ・ハニカムで対策 |
| 合わせ目 | ガスケット、ネジ間隔 |
ケーブルが最重要である。 完璧な筐体でも、ケーブル 1 本がコモンモード電流を外へ運べば、 そのケーブルが効率の良いアンテナになる。筐体の解析にはケーブルを含めなければ意味がない。
5. EMC 解析の実務的な進め方
| 段 | やること |
|---|---|
| 1 | ノイズ源を特定する: クロック、スイッチング電源、高速インタフェース。周波数とレベルを見積もる |
| 2 | 結合経路をモデル化: 基板 → 筐体 → ケーブル。ケーブルは必ず含める |
| 3 | 相対比較で対策を評価: 対策あり/なしの差分を見る（絶対値より信頼できる） |
| 4 | 試験配置を模擬: 3 m 法・10 m 法の距離、グラウンドプレーン、アンテナ高さ |
| 5 | 実測と突き合わせ、モデルを較正する |
完全な絶対値予測を目標にしない.
EMC の絶対値予測は難しい。ノイズ源のスペクトル、ケーブルの引き回し、 試験場の反射——不確かさが多すぎる。
代わりに「何 dB 改善するか」を予測する。 これなら十分な精度が出るし、 設計判断にはそれで足りる。 「ガスケットを入れる／入れない」「スリットを分割する／しない」の比較こそが、解析が答えるべき問いである。
シールド効果を見る
材料・厚さ・開口の寸法を変えて、シールド効果の周波数特性がどう変わるかを見られる。 開口の最長寸法が \(\lambda/2\) に達したときに遮蔽が完全に失われる様子が主役である。
6. イミュニティと ESD
| 対象 | 解析の使い方 |
|---|---|
| 放射イミュニティ | 平面波を外から当て（12 章）、内部の場の強さ・ケーブルに誘起される電流を見る。弱点の特定が目的 |
| ESD | 放電電流波形（IEC 61000-4-2＝静電気放電の試験方法を定めた国際規格、が定める波形）を注入し、電流経路と誘導電圧を見る。数 ns の立ち上がりなので広帯域＝時間領域向き |
ESD 解析は FDTD の得意分野である。立ち上がり 1 ns 未満のパルスが広い帯域を持ち、 時間領域でそのまま扱えるからである。
7. この章のまとめ
| ポイント | 内容 |
|---|---|
| 解析の価値 | 絶対値予測より経路の特定と相対比較。手戻りを防ぐ |
| 放射の主犯 | コモンモード。DM より桁で小さい電流で同じだけ放射する |
| シールド効果 | 反射 + 吸収 + 多重反射。厚さは問題にならない。穴が問題 |
| スリット | 効くのは面積でなく最長寸法。\(\lambda/2\) で遮蔽ゼロ。分割が対策 |
| ケーブル | 最大の漏れ経路。モデルに必ず含める |
| ESD | 広帯域・過渡 → 時間領域解析の独壇場 |