Chapter 15
スイッチングレギュレータ
この章がなぜ必要なのか——効率 90 % 以上はスイッチングでしか出ないから.
- 「12 V から 3.3 V を 1 A で作りたい。LDO では燃える」
- 「電池を昇圧して 5 V を作りたい」
- 「DC-DC を載せたらノイズだらけになった」
- 「インダクタが鳴く（可聴音がする）」
- 「軽負荷のとき効率が悪い」
スイッチング電源は、インダクタにエネルギーを一時的に貯めて、 必要な分だけ配る回路である。 抵抗として捨てないので効率が高い。
この章で使う既出の用語（定義は各リンク先）. バイアス（01 章 4 節）、DCR（02 章 5 節）、ESR（02 章 2 節）、インダクタ（02 章 7 節）、コンデンサ（02 章 7 節）、LED（04 章 4 節）、ほぼゼロ（04 章 4 節）、同期整流（04 章 5 節）、スイッチング電源（05 章）、MOSFET（06 章 6 節）、制御（06 章 6 節）、大電流（06 章 6 節）、飽和（06 章 3 節）、短絡保護（07 章 4 節）、ジッタ（09 章 3 節）、スプリアス（09 章 3 節）、発熱（11 章 5 節）、最速（13 章 1 節）、\(C_{IN}\)（14 章 7 節）、\(C_{OUT}\)（14 章 7 節）、\(I_Q\)（14 章 6 節）、PSRR（14 章 6 節）、不安定（14 章 3 節）、重負荷（14 章 3 節）
1. 原理——なぜ効率が上がるのか
LDO は「差分を熱で捨てる」。スイッチングは違う。
理想的なスイッチは損失ゼロである。
- ON のとき: 電圧 0、電流あり → \(P = V \times I = 0\)
- OFF のとき: 電圧あり、電流 0 → \(P = 0\)
どちらの状態でも電力を消費しない。 これがスイッチングの原点である。
しかしスイッチだけでは出力が矩形波になってしまう。 そこで インダクタとコンデンサで平滑する。
インダクタが主役である理由
02 章の式を思い出す。
インダクタに電圧をかけると、電流が直線的に増える。 そして 電流はエネルギーとして蓄えられる。
スイッチング電源は、この「貯める → 放す」を高速に繰り返している。
バケツリレーのたとえ.
LDO は、高いところから低いところへ水を流すのに、 細い管で抵抗をかけて流量を絞っている。 余ったエネルギーは管の摩擦で熱になる。
スイッチングは、バケツ（インダクタ）に一定量ずつ汲んで、運んで、空ける。 汲む回数と量を変えれば流量を調節できる。摩擦で捨てる分がない。
2. Buck（降圧）コンバータ
最も使う構成である。
SW1（ハイサイド）と SW2（ローサイド）が 交互に ON する。
ON 期間（SW1 ON、SW2 OFF）
インダクタの左端に \(V_{IN}\)、右端に \(V_{OUT}\) がかかる。
OFF 期間（SW1 OFF、SW2 ON）
インダクタの左端は GND に落ちる。
定常状態の条件——ここから変換比が出る
定常状態では、1 周期で電流が元に戻る（そうでなければ発散する）。
デューティ比 \(D\) をかけただけ。 これが Buck の変換式である。
この導出は「ボルト秒平衡」と呼ばれる.
インダクタにかかる電圧の時間積分が 1 周期でゼロ、という条件である。 スイッチング電源の解析はほぼ全部これでできる。
直感的には: インダクタは平均的に電圧を支えられない（DC 抵抗はほぼゼロだから）。 だから 1 周期の平均電圧は必ずゼロになる。
例: \(V_{IN} = 12\) V、\(V_{OUT} = 3.3\) V → \(D = 0.275\)。 1 MHz なら \(t_{on} = 275\) ns。
リプル電流——インダクタ選定の要
\(V_{IN}=12\) V、\(V_{OUT}=3.3\) V、\(L=4.7\) µH、\(f=1\) MHz:
設計の定石: \(\Delta I_L\) を出力電流の 20〜40 % にする。
- 小さくしすぎる → インダクタが大きく・高価になる、軽負荷応答が鈍る
- 大きくしすぎる → ピーク電流が増えて飽和・損失増、出力リプル増
インダクタの飽和電流は、平均ではなくピークで見る:
02 章のとおり、飽和すると L が急減して電流が暴走する。 \(I_{sat}\) には最低でも 1.2〜1.5 倍の余裕を取る。
出力リプル電圧
MLCC（ESR 数 mΩ）では容量項が支配的、 電解コンデンサでは ESR 項が支配的になる。
Buck コンバータの動作を見る
\(V_{IN}\)・\(V_{OUT}\)・\(L\)・\(f\)・負荷を変えて、 インダクタ電流の三角波、スイッチノード波形、出力リプル、 CCM/DCM の切り替わりを見る。
電流の経路を切り替えて見る
ON 期間と OFF 期間で電流の通り道がどう入れ替わるかを見る。 Boost で「切っても出力が残る」理由も、経路を見れば分かる。
3. 同期整流と非同期整流
ローサイドのスイッチが ダイオードか MOSFET かの違いである。
| 非同期（ダイオード） | 同期（MOSFET） | |
|---|---|---|
| ローサイド損失 | \(V_F \times I \approx 0.4 \times I\) | \(I^2 R_{DS(on)}\) |
| 3.3 V 1 A での損失 | 0.4 × 1 × 0.725 = 0.29 W | 1² × 0.03 × 0.725 = 0.022 W |
| 効率 | 低い（低電圧出力ほど不利） | 高い |
| 部品点数 | 外付けダイオードが要る | IC 内蔵 |
| 軽負荷 | 自然に DCM になる | 逆流しうる（制御が必要） |
低電圧出力では同期整流が必須である。 \(V_{OUT} = 1.2\) V に対してダイオードの 0.4 V は致命的。
同期整流の落とし穴: デッドタイムと貫通.
ハイサイドとローサイドが同時に ON すると電源が短絡する（貫通電流）。 だから両方 OFF の期間（デッドタイム）を必ず入れる。
デッドタイム中は、ローサイド MOSFET のボディダイオードが電流を流す （05 章）。ボディダイオードは \(V_F\) が大きく逆回復も遅いので、 デッドタイムが長いと損失が増える。
短すぎれば貫通、長すぎれば損失。 ここは IC の設計者の腕の見せ所である （22 章のモータドライバでは自分で設定することになる）。
4. CCM と DCM——軽負荷で挙動が変わる
CCM（連続モード）: インダクタ電流が常にゼロより上。 DCM（不連続モード）: 電流がゼロまで落ちて、しばらくゼロのまま。
境界は:
| CCM | DCM | |
|---|---|---|
| 変換比 | \(D\) のみで決まる | 負荷にも依存する |
| 制御 | 素直 | 伝達関数が変わる（ループ設計が難しい） |
| 効率 | 重負荷で高い | 軽負荷では PFM のほうが有利 |
軽負荷モード（PFM / バーストモード）
軽負荷では、スイッチング損失（\(\propto f\)）と IC の \(I_Q\) が支配的になる。
そこで スイッチングを間引く。
| モード | 動作 | 効率（1 mA 負荷） | 出力リプル | ノイズ |
|---|---|---|---|---|
| 強制 PWM（FPWM） | 常に一定周波数 | 20〜40 % | 小さい | 周波数が固定でフィルタしやすい |
| PFM / バースト | 必要なときだけ数発打つ | 80〜90 % | 大きい（数十 mV） | 周波数が動くので厄介 |
どちらを選ぶか.
用途 選択 電池駆動・待機時間が長い PFM（自動切替） ADC やアナログの電源 強制 PWM（リプルが読める） RF の近く 強制 PWM（スプリアスの周波数が予測できる） 一般的なデジタル負荷 自動切替でよい 多くの IC は MODE ピンで選べる。デフォルトを確認すること。
「インダクタが鳴く」の原因.
PFM モードでは、スイッチング周波数が負荷に応じて変わる。 それが 可聴域（20 Hz〜20 kHz）に入ると、 インダクタや MLCC が磁歪・電歪で振動して音が出る。
対策:
- 強制 PWM にする（周波数を可聴域外に固定）
- 巻線が固定されたインダクタ（モールドタイプ）を使う
- MLCC を鳴きにくい構造の品種にする、または向きを変える
5. Boost（昇圧）と他のトポロジ
Boost
ON 期間: インダクタの右端が GND → \(v_L = V_{IN}\) → 電流が増える（充電） OFF 期間: インダクタが出力に繋がる → \(v_L = V_{IN} - V_{OUT} < 0\) → 放電
ボルト秒平衡:
Boost 特有の 3 つの注意.
(1) 入力電流が大きい。 電力保存より \(I_{IN} = I_{OUT}/(1-D)\)。 1.5 V → 5 V で 100 mA 出すには、入力に 330 mA 以上流れる。 電池の内部抵抗を考慮しないと電圧が落ちて動かない。
(2) 経路が繋がっている。 OFF のとき \(V_{IN}\) から出力へ インダクタとダイオードで直結する。シャットダウンしても出力が消えない （\(V_{OUT} = V_{IN} - V_F\) が残る）。切りたければ別途スイッチが要る。 短絡保護も効かない。
(3) 右半平面ゼロ（RHP zero）がある。 出力を増やそうとして \(D\) を増やすと、一瞬出力が下がる （インダクタが充電中で出力に電流が行かない期間が延びるため）。 このため制御帯域を高くできず、過渡応答が Buck より必ず遅い。
トポロジ一覧
| トポロジ | 変換比 | 用途 |
|---|---|---|
| Buck | \(D\) | 降圧。最も一般的 |
| Boost | \(1/(1-D)\) | 昇圧。電池 → 5 V、LED ドライバ |
| Buck-Boost（反転） | \(-D/(1-D)\) | 負電圧生成 |
| 4 スイッチ Buck-Boost | 自動切替 | 入力が出力をまたぐとき（電池 3.0〜4.2 V → 3.3 V） |
| SEPIC | \(D/(1-D)\) | 昇降圧・出力が正。部品が多い |
| チャージポンプ | 整数倍 | インダクタ不要。小電流のみ |
| フライバック | 絶縁 | AC-DC、絶縁 DC-DC |
| LLC / フォワード | 絶縁・大電力 | AC-DC の高効率帯 |
リチウム電池から 3.3 V を作る問題.
電池電圧は満充電 4.2 V → 放電末 3.0 V。3.3 V をまたぐ。
方法 評価 LDO 3.3 V を割ると出せない。容量を使い切れない Buck のみ 同上 4 スイッチ Buck-Boost ○ 全域で 3.3 V。ただし高価・複雑 3.0 V 出力にする ◎ 実際にはこれが多い。全域 Buck で済む 「出力電圧を下げる」のが一番安い解であることが多い。
6. 制御方式
| 方式 | 動作 | 特徴 |
|---|---|---|
| 電圧モード | 出力電圧誤差 → デューティ | 素直だが補償が難しい（LC の 2 次極） |
| 電流モード（ピーク） | 誤差 → ピーク電流指令 | LC の極が 1 次に見えるので補償が楽。過電流保護が自然に付く。標準 |
| COT（固定 ON 時間） | ON 時間固定、周波数が動く | 応答が極めて速い。出力コンデンサに ESR が要ることがある |
| ヒステリシス | 出力が窓を外れたら切る | 最速。周波数が定まらない |
現代の一般的な DC-DC IC は電流モードか COT である。
補償のことを気にしなくてよい IC もある.
「内部補償」型は補償部品が不要で、 指定の \(L\)・\(C_{OUT}\) の範囲で使えば安定が保証される。 その範囲を守ることが設計の全てになる。
ここでも MLCC の DC バイアス減衰（02 章）が効く。 「22 µF 指定に 22 µF/6.3 V を付けたが、5 V バイアスで実効 10 µF だった」 は典型的な不安定化要因。
7. ノイズ——DC-DC の代償
スイッチングは高速なエッジを作る。それがノイズ源になる。
3 つのノイズ経路
| 経路 | 内容 | 対策 |
|---|---|---|
| 出力リプル | スイッチング周波数の三角波 | \(C_{OUT}\) 増、後段 LC/LDO |
| 入力リプル電流 | 入力側に矩形の電流が流れる | 入力 MLCC を IC の直近に |
| 放射／伝導 EMI | スイッチノードのエッジとホットループ | ループ面積の最小化（後述） |
ホットループ——最重要のレイアウト
Buck で 電流の流れ方が瞬時に変わるループは次の 1 つである。
この「\(C_{IN}\) → ハイサイド → ローサイド → \(C_{IN}\)」のループに、 ns オーダで数 A の電流が流れる。
\(L_{loop} = 5\) nH、\(di/dt = 2\) A/ns なら:
10 V のスパイクが出る。 これが EMI とリンギングの正体。
レイアウトの最優先事項.
入力コンデンサを、IC の VIN ピンと GND ピンの間に、最短で置く。
- 他のどの部品よりも優先する
- 反対面に置いてビアで繋ぐのは避ける（ビアのインダクタンスが乗る）
- 小容量（0.1 µF）を IC 直近、バルク（10 µF）をその外側
- ループの下に連続したグラウンドプレーンを置く（リターン電流の経路）
これを外すと、あとから何をしても直らない。
| その他のレイアウト規則 | 理由 |
|---|---|
| スイッチノードの面積を最小に | ここが最大の放射源（dV/dt が大きい） |
| ただし細くしすぎない | 大電流が流れるので発熱する。バランス |
| フィードバック配線はスイッチノードから離す | 結合してジッタ・不安定化 |
| フィードバックの分圧は出力コンデンサの直後から取る | 配線抵抗の電圧降下を含めない |
| パワーグラウンドとシグナルグラウンドを分ける | 大電流のリターンがアナログに乗らないように |
| サーマルパッドに複数ビア | 放熱経路 |
スペクトラム拡散
多くの IC は 周波数を数 % 揺らす（スペクトラム拡散）機能を持つ。 エネルギーの総量は変わらないが、ピークが分散して EMI 試験を通りやすくなる。
ただし:
- アナログ回路の電源には不向き（ノイズが広帯域に広がる）
- 同期が必要なシステムでは使えない
8. 効率——どこで失われるか
| 損失 | 式 | 支配する条件 |
|---|---|---|
| 導通損失（SW） | \(I^2 R_{DS(on)} D\) | 重負荷 |
| スイッチング損失 | \(\frac{1}{2}V_{IN}I(t_r+t_f)f\) | 高入力電圧・高周波 |
| ゲート駆動損失 | \(Q_g V_{drv} f\) | 高周波 |
| インダクタ銅損 | \(I^2 R_{DCR}\) | 重負荷 |
| インダクタ鉄損 | 周波数とリプルに依存 | 高周波・大リプル |
| IC の \(I_Q\) | \(V_{IN} I_Q\) | 軽負荷 |
| ボディダイオード導通 | \(V_F I t_{dead} f\) | デッドタイムが長いとき |
典型的な効率カーブ:
周波数を上げるとどうなるか.
上げると 下げると インダクタ・コンデンサが小さくできる 部品が大きい 過渡応答が速くなる 遅い スイッチング損失が増える 効率が上がる EMI の周波数が上がる（対策が変わる） 可聴域に近づくリスク 1〜2 MHz が現代の組み込み向けの主流。 部品サイズと効率のバランスがここにある。
効率と損失の内訳を見る
負荷電流・入力電圧・スイッチング周波数を変えて、 各損失の内訳と総合効率がどう変わるかを見る。
9. 選定と実務
選ぶときに見る順番
- \(V_{IN}\) 範囲（最大定格に余裕を。サージも考慮）
- \(V_{OUT}\) と \(I_{OUT}\)（ピークで見る）
- 必要なデューティが実現可能か → 最小 ON 時間の制約。\(t_{on(min)} = 50\) ns、\(f = 2\) MHz なら \(D_{min} = 10\) %。24 V → 1.8 V（\(D = 7.5\) %）は作れない
- 効率カーブ（自分の使う負荷点で見る）
- モード（PFM 自動切替か FPWM か）
- パッケージと熱
- 推奨 \(L\) / \(C\) と、その入手性
- 保護機能（過電流・過熱・過電圧・UVLO）
最小 ON 時間の壁は実際に踏む.
高い入力電圧から低い出力を作るとき、 周波数を下げるか、2 段構成にするか、 パルススキップを許容する（リプルが増える）ことになる。
12 V → 1.2 V @ 2 MHz なら \(D = 10\) %、\(t_{on} = 50\) ns。 これは多くの IC の下限ぎりぎりである。
よくある事故
| 事故 | 原因 |
|---|---|
| 効率が出ない | インダクタの DCR が大きい、周波数が高すぎ、軽負荷で FPWM |
| 出力が不安定・発振 | \(C_{OUT}\) の実効容量不足、フィードバック配線がスイッチノードに近い |
| EMI 試験に落ちる | ホットループが大きい、入力コンデンサが遠い |
| インダクタが異常発熱 | 飽和している（ピーク電流で見ていない） |
| 起動しない／再起動を繰り返す | 突入電流で過電流保護、ソフトスタートが短すぎ |
| 鳴く | PFM の周波数が可聴域 |
| MCU がリセットする | 出力リプルがブラウンアウト閾値に触れている、または負荷過渡 |
| 軽負荷で出力が上がる | 非同期構成の DCM。パルススキップの下限 |
| ADC の値が周期的に揺れる | スイッチング周波数のリプルが基準やアナログ電源に乗っている |
ADC のためのおすすめ構成.
ADC のための定石。LDO にドロップアウトの余裕（0.3 V 以上）を残さないと PSRR が出ない
- 大電力の変換は DC-DC で効率よく
- アナログ部分だけ LDO で仕上げる
- LDO のドロップアウトに余裕（0.3 V 以上）を持たせる（PSRR のため）
- DC-DC のスイッチング周波数を LDO の PSRR が効く帯域に
- さらに必要なら フェライトビーズ + MLCC を追加（02 章の共振に注意）
まとめ
| ポイント | 内容 |
|---|---|
| 原理 | 理想スイッチは損失ゼロ。インダクタに貯めて配る |
| 解析の道具 | ボルト秒平衡（1 周期でインダクタ電圧の積分がゼロ） |
| Buck | \(V_{OUT} = D\,V_{IN}\) |
| Boost | \(V_{OUT} = V_{IN}/(1-D)\)。入力電流が大きい・切っても出力が残る・RHP ゼロ |
| リプル電流 | \(\Delta I_L = V_{OUT}(1-D)/(Lf)\)。出力電流の 20〜40 % が定石 |
| インダクタ選定 | 飽和電流はピーク \(I_{OUT}+\Delta I_L/2\) で見る |
| 同期整流 | 低電圧出力では必須。デッドタイムが要る |
| CCM/DCM | 軽負荷で DCM。PFM は効率が高いがノイズと鳴きの原因 |
| 制御方式 | 電流モードが標準。COT は高速だが \(C_{OUT}\) に条件 |
| 最重要レイアウト | 入力コンデンサを VIN-GND 間に最短で。ホットループ面積が EMI を決める |
| スパイクの正体 | \(v = L_{loop}\,di/dt\)。5 nH × 2 A/ns で 10 V |
| 最小 ON 時間 | 高 \(V_{IN}\) → 低 \(V_{OUT}\) で壁に当たる |
| 効率カーブ | 軽負荷は \(I_Q\) とスイッチング損失、重負荷は \(I^2R\) |
| アナログ用 | DC-DC → LDO の 2 段。LDO にドロップアウトの余裕を残す |
次章では、LDO と DC-DC を並べてシステムとしての電源を組む。 デカップリング、シーケンス、保護、熱を扱う。